Винахід відноситься до радіотехніки, зокрема до техніки множення частоти коливань різних частот. Досягнутий технічний результат - зменшення тривалості вихідних імпульсів. Подвоювач частоти містить вхідний трансформатор, висновки вторинної обмотки якого з'єднані з відповідними входами діодного двухполуперіодного випрямляча, один вихідний полюс якого з'єднаний з одним висновком вихідного навантажувального резистора, інший висновок цього резистора навантаження з'єднаний із загальною шиною, тобто заземлений, між заземленим висновком навантажувального резистора і іншим полюсом діодного двухполуперіодного випрямляча включена додатково резистивної-ємнісний ланцюг з паралельно включених конденсатора і до олнітельного резистора, величина опору якого повинна бути обрана значно більшої величини опору резистора навантаження, величина ємності конденсатора повинна бути обрана такою, щоб твір ємності цього конденсатора на опір додаткового резистора було в багато разів більше періоду вихідних коливань. 9 мул.
Малюнки до патенту РФ 2440665
Область техніки, до якої належить винахід
Винахід відноситься до радіотехніки, зокрема до техніки множення частоти коливань (в основному, гармонійних) різних частот. Пропоноване пристрій призначений для подвоєння частоти коливань в широкому діапазоні частот.
Відомі умножители частоти (особливо, Подвоювач) на основі схем двухполуперіодних діодних випрямлячів з резистивної навантаженням (див. Наприклад, [1-6]). Як відомо, на виході балансної (двотактної) схеми двухполуперіодного діодного випрямляча з резистивної навантаженням (без шунтирующего це навантаження конденсатора) при подачі на вхід гармонійного змінної напруги виходить однополярної напругу у вигляді примикають один до одного імпульсів синусоїдальної форми з частотою, удвічі більшою частоти вхідного гармонійного коливання. На фіг.1 наведені варіанти таких схем на двох діодах (балансная з симетрувальним трансформатором на вході) і на чотирьох діодах (бруківка) і тимчасові діаграми вхідного гармонійного і вихідного напруг. Такі схеми працюють в широкому діапазоні частот від низьких частот НЧ [3] до СВЧ діапазону (1-8 ГГц [6] на діодах Шотткі типу 3А117А-6 і 3А119А6), який обмежується практично частотними властивостями застосовуваних трансформаторів. Такі балансові Подвоювач частоти знайшли застосування, зокрема, в частотно-вимірювальних приладах [4, 5] при побудові т.зв. декадних умножителей частоти (в 10 разів). Такі декадні умножители [4, 5] містять балансні Подвоювач (за схемою фіг.1), до виходу яких підключені резонансні нелінійні умножители частоти в 5 разів на біполярних транзисторах (БТ за схемою з загальним емітером ОЕ [4] або БТ за схемою із загальною базою ПРО [6] з високодобротні навантажувальними LC-контурами в ланцюгах колекторів. в таких схемах декадних умножителей частоти особливо проявляється головний недолік балансних діодних подвійників частоти, який полягає в незадовільною формі їх вихідних імпульсів, що мають велику тривалість (Більше половини періоду на рівні 0,5) і пологі вершини (через їх синусоїдальної форми). Відомо, однак, що для отримання максимального рівня потрібної гармоніки на виході резонансного нелінійного умножителя частоти на БТ струм колектора БТ повинен бути отриманий у вигляді вузьких імпульсів з кутом відсічення, близьким до оптимального [3], при якому тривалість цих імпульсів повинна бути менше періоду в число разів, рівна коефіцієнту множення частоти. при цьому БТ в нелінійних резонансних помножувачах частоти в 5 разів повинні відкриватися вершинами вихо дних імпульсів балансних подвійників частоти на рівні (він показаний пунктиром на тимчасових діаграмах фіг.1в і г), близькому до амплітуди цих імпульсів, де крутизна зміни напруги на пологих вершинах вихідних імпульсів цих подвійників мала. Через таку малу крутизни найменші нестабільності амплітуди вихідних імпульсів подвійників перетворюються в значні (за величиною) нестабільності фази вихідних коливань нелінійних резонансних умножителей частоти (це т.зв. амплітудно-фазова конверсія).
Схеми запатентованих умножителя частоти [1] і удвоителя частоти [2] дуже ускладнені в порівнянні з прототипом - простий балансної схемою на двох діодах [3], показаної на фіг.1 (мабуть для досягнення заявлених цілей). Недолік прототипу - значна амплітудно-фазова конверсія - обумовлена, як показано вище, в неоптимальною формі вихідних імпульсів синусоїдальної форми, що мають велику тривалість і пологі вершини.
Метою пропонованого винаходу є поліпшення форми вихідних імпульсів двотактних діодних подвійників частоти (на основі схем двухполуперіодних випрямлячів з резистивної навантаженням), зокрема, в зменшенні їх тривалості.
На фіг.2 і 3 наведені варіанти схем пропонованого удвоителя частоти для отримання позитивних і негативних імпульсів на виході і тимчасові діаграми вхідних і вихідних напруг, що пояснюють роботу цих схем подвійників частоти. Пропонований подвоювач частоти відрізняється від прототипу тим, що між заземленим висновком резистора навантаження (точка А), інший висновок якого з'єднаний з одним полюсом діодного випрямляча і з вихідним виводом удвоителя частоти (точка Б), і з іншим полюсом діодного випрямляча
(Точка В), включена додатково RC-ланцюг з паралельно включених конденсатора С і додаткового резистора RД. При цьому постійна часу цієї додаткової RC-ланцюга (доп) повинна бути багато більше максимальної величини періоду вихідного коливання удвоителя частоти:
При виконанні умови (1) на додатковій RC-ланцюга створюється постійна напруга Uo. за величиною близьке до амплітуди Um вихідних імпульсів двухполуперіодного випрямляча uвипр (t), а вихідна напруга удвоителя U вих (t), що виділяється на резисторі навантаження R, виходить як різниця напруги uвипр (t) - Uo і представляє за формою гострі імпульси (з полярністю, протилежної uвипр (t), тривалість яких (за рівнем 0,5) набагато менше половини періоду Т вихідних коливань (на відміну від прототипу).
Розглянемо роботу варіантів схем запропонованого удвоителя частоти докладніше.
На фіг.1-3 показані трансформатори 1, через які вхідна напруга надходить на діодні випрямлячі 2, до виходів яких приєднані навантажувальні резистори (R) 3. Між заземленими висновками (нижні на схемах) цих резисторів (точка А на схемах) та іншими полюсами випрямлячів (точка В на схемах на фіг.1) включені додаткові RC-ланцюга (4 на фіг.2 і 3) з паралельно включених конденсатора С і додаткового резистора RД. Робота варіантів схеми запропонованого удвоителя частоти (балансної на Фіг.2 і 3а і бруківці на фіг.2б і 3б) пояснюється тимчасовими діаграмами напруг u (t) на фіг.2в і 3в. При подачі на входи гармонійної напруги u (t) на вторинних обмотках трансформаторів 1 отримаємо також гармонійне напруга на входах діодних випрямлячів 2
На виходах цих двухполуперіодних випрямлячів (на резисторах (R) 3 (між точками А і Б на схемах) утворюється напруга uвипр (t) у вигляді однополярним імпульсів синусоїдальної форми з частотою вдвічі більшою частоти Uвх (t), тобто 2. На додаткової RC-ланцюга, включеної між точками А і В (4 на фіг.2 і 3), при виконанні умови (1) утворюється практично постійна напруга Uo. полярність якого вказана на фіг.2 і 3 за рахунок швидкого заряду конденсатора С через діоди 2 випрямлячів і через резистор R (3) за час перебування діодів 2 випрямлячів в відкрито м стані і повільного розряду цього конденсатора С через додатковий резистор RД. При цьому повинно виконуватися додаткова умова:
Величина цієї напруги буде близька до величини амплітуди імпульсів на виходах випрямлячів 2 (при виконанні умови (2)), яка в свою чергу близька до амплітуди Um змінної напруги Uвх (t) і відрізняється від неї на величину прямого падіння напруги на діоді 2 (на фиг.2 і 3а) або на двох послідовно включених діодів 2 (на фіг.2б і 3б). Вихідна напруга U вих (t) (на резисторах (R) 3) в схемах на фіг.2 і 3 виходить як різниця напруги uвипр (t) - Uo і з подвоєною частотою 2 негативної полярності в схемах на фіг.2) і б) або позитивної полярності в схемах на фіг.3) і б), як показано на діаграмах фіг.2в і фіг.3в. Як видно на цих діаграмах тривалості цих вихідних імпульсів І (за рівнем 0,5) виходять набагато менше половини періоду Т вихідних коливань (на відміну від прототипу).
Вхідний трансформатор 1 забезпечує симетричне змінну напругу на вторинній обмотці з середньою точкою в балансних схемах фіг.1, 2а і 3а (в мостових схемах (на фіг.1б, 2б і 3б) в цих середніх точках немає потреби) і, крім того, забезпечує надійну електричну ізоляцію вихідних ланцюгів (з заземленим навантажувальним резистором (R) 3) від вхідних першій-ліпшій нагоді схеми запропонованого удвоителя.
1. Умножитель частоти (Frequenzvervielfacher). Патент ФРН № DE 3046019 А1, МКІ Н03В 19/16, 27.08.1981.
3. Різкін І.Х. Умножители і подільники частоти. Вид 2-е. - М. Зв'язок, 1976, с.216.
4. Тугаринов І.М. Галкіна Н.Г. Ярмолинецький С.Х. Апаратура порівняння частот кварцових генераторів Сибірського філії ВНДІ ФТРІ. - В зб. Доповіді науково-технічного семінару «Метрологія в радіоелектроніці». Частина 2. - М. ВНДІ ФТРІ, 1970, с.62-70.
5. Стандарти частоти й часу на основі квантових генераторів і дискримінаторів / Под ред. Б.П.Фатеева. - М. Радянське радіо, 1978. - 304 с.
ФОРМУЛА ВИНАХОДУ
Подвоювач частоти, що містить вхідний трансформатор, висновки вторинної обмотки якого з'єднані з відповідними входами діодного двухполуперіодного випрямляча, один вихідний полюс якого з'єднаний з одним висновком вихідного навантажувального резистора, сполученим з одним вихідним електродом удвоителя частоти, а інший висновок цього резистора навантаження з'єднаний з іншим вихідним електродом удвоителя частоти, який з'єднаний із загальною шиною, тобто заземлений, що відрізняється тим, що між заземленим висновком вихідного навантажувального ре зістора і іншим вихідним полюсом діодного двухполуперіодного випрямляча включена додатково резистивної-ємнісний ланцюг з паралельно включених конденсатора і додаткового резистора, величина опору якого повинна бути обрана значно більше величини опору вихідного навантажувального резистора, а величина ємності конденсатора повинна бути обрана такою, щоб твір ємності цього конденсатора на опір додаткового резистора було в багато разів більше максимальної величини періоду вихідних коливань.